「IRF3205」場效應MOS管驅動原理解析(圖) - 壹芯微

型號：IRF3205(110A,55V)

封裝：TO-220/TO-262/TO-263

品牌：壹芯微|類型：場效應管MOSFET

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下圖為MOS驅動電路的電路圖。驅動電路采用Totem輸出結構設計，上拉驅動管為NMOS管N4、晶體管Q1和PMOS管P5。下拉驅動管為NMOS管N5。圖中CL為負載電容，Cpar為B點的寄生電容。虛線框內的電路為自舉升壓電路。

驅動電路的設計思想是利用自舉升壓結構將上拉驅動管N4的柵極（B點）電位抬升，使得UB>VDD+VTH ，則NMOS管N4工作在線性區，使得VDSN4大大減小，最終可以實現驅動輸出高電平達到VDD。而在輸出低電平時，下拉驅動管本身就工作在線性區，可以保證輸出低電平位GND。因此無需增加自舉電路也能達到設計要求。

考慮到此驅動電路應用于升壓型DC－DC轉換器的開關管驅動，負載電容CL很大，一般能達到幾十皮法，還需要進一步增加輸出電流能力，因此增加了晶體管 Q1作為上拉驅動管。這樣在輸入端由高電平變為低電平時，Q1導通，由N4、Q1同時提供電流，OUT端電位迅速上升，當OUT端電位上升到VDD－VBE時，Q1截止，N4繼續提供電流對負載電容充電，直到OUT端電壓達到VDD。

在OUT端為高電平期間，A點電位會由于電容Cboot上的電荷泄漏等原因而下降。這會使得B點電位下降，N4的導通性下降。同時由于同樣的原因，OUT端電位也會有所下降，使輸出高平不能保持在VDD。為了防止這種現象的出現，又增加了PMOS管P5作為上拉驅動管，用來補充OUT端CL的泄漏電荷，維持OUT端在整個導通周期內為高電平。

驅動電路上升沿分為了三個部分，分別對應三個上拉驅動管起主導作用的時期。1階段為Q1、N4共同作用，輸出電壓迅速抬升，2階段為N4起主導作，使輸出電平達到VDD，3階段為P5起主導作用，維持輸出高電平為VDD。而且還可以縮短上升時間，下降時間滿足工作頻率在兆赫茲級以上的要求。

Cboot的最小值可以按照以下方法確定。在預充電周期內，電容Cboot上的電荷為VDDCboot 。

在A點的寄生電容（計為CA）上的電荷為VDDCA。因此在預充電周期內，A點的總電荷為Q_{A1}=V_{DD}C_{boot}+V_{DD}C_{A}

B點電位為GND，因此在B點的寄生電容Cpar上的電荷為0。

在自舉升壓周期，為了使OUT端電壓達到VDD，B點電位最低為VB＝VDD+Vthn。因此在B點的寄生電容Cpar上的電荷為 Q_{B}=(V_{DD}+V_{thn})Cpar

忽略MOS管P4源漏兩端壓降，此時 Cboot 上的電荷為 VthnCboot ，A點寄生電容CA的電荷為（VDD+Vthn）CA。A點的總電荷為 QA2=V_{thn}C_{BOOT}+(V_{DD}+V_{thn})C_{A}

同時根據電荷守恒又有：Q_{B}=Q_{A}-Q_{A2}

綜合上面等式可得：C_{boot}=\frac{V_{DD}+V_{thn}}{v_{DD}-v_{thn}}Cpar+\frac{v_{thn}}{v_{DD}-v_{thn}}C_{A}=\frac{V_{B}}{v_{DD}-v_{thn}}Cpar+\frac{V_{thn}}{v_{DD}-v_{thn}}C_{A}

從上式中可以看出，Cboot隨輸入電壓變小而變大，并且隨B點電壓VB變大而變大。而B點電壓直接影響N4的導通電阻，也就影響驅動電路的上升時間。因此在實際設計時，Cboot的取值要大于上式的計算結果，這樣可以提高B點電壓，降低N4導通電阻，減小驅動電路的上升時間。

將上式重新整理后得：V_{B}=({V_{DD}-V_{thn})\frac{C_{boot}}{Cpar}-V_{thn}\frac{C_{A}}{Cpar}

從整理后可以看出在自舉升壓周期內，A、B兩點的寄生電容使得B點電位降低。在實際設計時為了得到合適的B點電位，除了增加Cboot大小外，要盡量減小A、B兩點的寄生電容。在設計時，預充電PMOS管P2的尺寸盡可能的取小，以減小寄生電容CA。而對于B點的寄生電容Cpar來說，主要是上拉驅動管N4的柵極寄生電容，MOS管P4、N3的源漏極寄生電容只占一小部分。我們在前面的分析中忽略了P4的源漏電壓，因此設計時就要盡量的加大P4的寬長比，使其在自舉升壓周期內的源漏電壓很小可以忽略。但是P4的尺寸以不能太大，要保證P4的源極寄生電容遠遠小于上拉驅動管N4的柵極寄生電容。

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