開關(guān)電源中的限流電路分析

1.1 用于變壓器初級直接驅(qū)動電路中的限流電路

在變壓器初級直接驅(qū)動的電路(如單端正激式變換器或反激式變換器)的設(shè)計中，實現(xiàn)限流是比較容易的。圖2是在這樣的電路中實現(xiàn)限流的兩種方法。

圖2電路可用于單端正激式變換器和反激式變換器。圖2(a)與圖2(b)中在MOSFET的源極均串入一個限流電阻Rsc，在圖2(a)中， Rsc提供一個電壓降驅(qū)動晶體管S2導(dǎo)通，在圖2(b)中跨接在Rsc上的限流電壓比較器，當(dāng)產(chǎn)生過流時，可以把驅(qū)動電流脈沖短路，起到保護(hù)作用。

圖2(a)與圖2(b)相比，圖2(b)保護(hù)電路反應(yīng)速度更快及準(zhǔn)確。首先，它把比較放大器的限流驅(qū)動的門檻電壓預(yù)置在一個比晶體管的門檻電壓Vbe更 精確的范圍內(nèi);第二，它把所預(yù)置的門檻電壓取得足夠小，其典型值只有100mV～200mV，因此，可以把限流取樣電阻Rsc的值取得較小，這樣就減小了 功耗，提高了電源的效率。

(a)晶體管保護(hù)

(b)限流比較器保護(hù)

圖2 在單端正激式或反激式變換器電路中的限流電路

當(dāng)AC輸入電壓在90～264V范圍內(nèi)變化，且輸出同等功率時，則變壓器初級的尖峰電流相差很大，導(dǎo)致高、低端過流保護(hù)點嚴(yán)重漂移，不利于過流點的一致 性。在電路中增加一個取自+VH的上拉電阻R1，其目的是使S2的基極或限流比較器的同相端有一個預(yù)值，以達(dá)到高低端的過流保護(hù)點盡量一致。

1.2用于基極驅(qū)動電路的限流電路

在一般情況下，都是利用基極驅(qū)動電路把電源的控制電路和開關(guān)晶體管隔離開來。變換器的輸出部分和控制電路共地。限流電路可以直接和輸出電路相接，其電路如圖3所示。在圖3中，控制電路與輸出電路共地。工作原理如下：

圖3 用于多種電源變換器中的限流電路

電路正常工作時，負(fù)載電流IL流過電阻Rsc產(chǎn)生的壓降不足以使S1導(dǎo)通，由于S1在截止時IC1=0， 電容器C1處于未充電狀態(tài)，因此晶體管S2也截止。如果負(fù)載側(cè)電流增加，使IL達(dá)到一個設(shè)定的值，使得ILRsc=Vbe1+Ib1R1，則S1導(dǎo)通，使 電容器C1充電，其充電時間常數(shù)τ= R2C1，C1上充滿電荷后的電壓是VC1=Ib2R4+Vbe2。在電路檢測到有過流發(fā)生時，為使電容器C1能夠快速放電，應(yīng)當(dāng)選擇R4。

1.3　無功率損耗的限流電路

上述兩種過流保護(hù)比較有效，但是Rsc的存在降低了電源的效率，尤其是在大電流輸出的情況下，Rsc上的功耗就會明顯增加。圖4電路利用電流互感器作為檢測元件，就為電源效率的提高創(chuàng)造了一定的條件。

圖4電路工作原理如下：利用電流互感器T2監(jiān)視負(fù)載電流IL，IL在通過互感器初級時，把電流的變化耦合到次級，在電阻R1上產(chǎn)生壓降。二極管D3對脈 沖電流進(jìn)行整流，經(jīng)整流后由電阻R2和電容C1進(jìn)行平滑濾波。當(dāng)發(fā)生過載現(xiàn)象時，電容器C1兩端電壓迅速增加，使齊納管D4導(dǎo)通，驅(qū)動晶體管 S1導(dǎo)通，S1集電極的信號可以用來作為電源變換器調(diào)節(jié)電路的驅(qū)動信號。

圖4 無功耗限流電路

電流互感器可以用鐵氧體磁芯或MPP環(huán)型磁芯來繞制，但要經(jīng)過反復(fù)實驗，以確保磁芯不飽和。理想的電流互感器應(yīng)該達(dá)到匝數(shù)比是電流比。通常互感器的Np=1，Ns=NpIpR1/(Vs+VD3)。具體繞制數(shù)據(jù)最后還要經(jīng)過實驗調(diào)整，使其性能達(dá)到最佳狀態(tài)。

1.4　　用555做限流電路

圖5 555集成時基電路的基本框圖

555集成時基電路是一種新穎的、多用途的模擬集成電路，用它組成的延時電路、單穩(wěn)態(tài)振蕩器、多諧振蕩器及各種脈沖調(diào)制電路，用途十分廣泛，也可用于直接變換器的控制電路。

555時基電路由分壓器R1、R2、R3，兩個比較器，R-S觸發(fā)器以及兩個晶體管等組成，電路在5～18V范圍內(nèi)均能工作。分壓器提供偏壓給比較器1 的反相輸入端，電壓為2Vcc/3，提供給比較器2的同相輸入端電壓為Vcc/3，比較器的另兩個輸入端腳2、腳6分別為觸發(fā)和門限，比較器輸出控制R- S觸發(fā)器，觸發(fā)器輸出供給輸出級以及晶體管V1的基極。當(dāng)觸發(fā)器輸出置高時，V1導(dǎo)通，接通腳7的放電電路;當(dāng)觸發(fā)器輸出為低時，V1截止，輸出級提供一 個低的輸出阻抗，并且將觸發(fā)器輸出脈沖反相。當(dāng)觸發(fā)器輸出置高時，腳3輸出的電壓為低電平，觸發(fā)器輸出為低時，腳3輸出的電壓為高電平。輸出級能夠提供的 最大電流為200mA，晶體管v2是PNP管，它的發(fā)射極接內(nèi)部基準(zhǔn)電壓Vr，Vr的取值總是小于電源電壓Vcc，因此，若將V2的基極(腳4 復(fù)位)接到Vcc上，V2的基—射極為反偏，晶體管V2截止。

圖6為用555做限流保護(hù)的電路，其工作原理如下：UC384X與S1及T1組成一個基本的PWM變換器電路。UC384X系列控制IC有兩個閉環(huán)控制回路，一個是輸出電壓Vo反饋至誤差放大器，用于同基準(zhǔn)電壓Vref比較之后產(chǎn)生誤差電壓(為了防止誤差放大器的自激現(xiàn)象產(chǎn)生，直接把腳2對地短接);另一個是變壓器初級電感中的電流在T2次級檢測到的電流值在R8及C7上的電壓，與誤差電壓進(jìn)行比較后產(chǎn)生調(diào)制脈沖的脈沖信號。當(dāng)然，這些均在時鐘所設(shè)定的固定頻率下工作。

UC384X具有良好的線性調(diào)整率，能達(dá)到0.01%/V;可明顯地改善負(fù)載調(diào)整率;使誤差放大器的外電路補(bǔ)償網(wǎng)絡(luò)得 到簡化，穩(wěn)定度提高并改善了頻響，具有更大的增益帶寬乘積。UC384X有兩種關(guān)閉技術(shù);一是將腳3電壓升高超過1V，引起過流保護(hù)開關(guān)關(guān)閉電路輸出;二 是將腳1 電壓降到1V以下，使PWM比較器輸出高電平，PWM鎖存器復(fù)位，關(guān)閉輸出，直到下一個時鐘脈沖的到來，將PWM鎖存器置位，電路才能重新啟動。電流互感 器T2監(jiān)視著T1的尖峰電流值，當(dāng)發(fā)生過載時，T1的尖峰電流迅速上升，使T2的次級電流上升，經(jīng)D1整流，R9及C7平滑濾波，送到IC1的腳3，使 IC1的腳1電平下降(注意：接IC1腳1的R3，C4必須接成開環(huán)模式，如接成閉環(huán)模式則過流時555的腳7放電端無法放電)。IC1的腳1與IC2的 腳6相連接，使IC2的比較器1同相輸入端的電壓降低，觸發(fā)器Q輸出高電平，V1導(dǎo)通，IC2的腳7放電，使IC1的腳1電平被拉低于1V，則IC1輸出 關(guān)閉，S1因無柵極驅(qū)動信號而關(guān)閉，使電路得到保護(hù)。若過流不消除，則重復(fù)上述過程，IC1重新進(jìn)入啟動、關(guān)閉、再啟動、再關(guān)閉的循環(huán)狀態(tài)，即“打嗝”現(xiàn) 象。而且，過負(fù)載期間，重復(fù)進(jìn)行著啟振與停振，但停振時間長，啟振時間短，因此電源不會過熱，這種過負(fù)載保護(hù)稱為周期保護(hù)方式(當(dāng)輸入端輸入電壓變化范圍 較大時，仍可使高、低端的過流保護(hù)點基本相同)。其振蕩周期由555單穩(wěn)多諧振蕩器的RC時間常數(shù)τ決定，本例中τ=R1C1，直到過載現(xiàn)象消失，電路才 可恢復(fù)正常工作。電流互感器T2的選擇同1.3的互感器計算方法。

圖6 用555做限流保護(hù)電路

圖6電路，可以用在單端反激式或單端正激式變換器中，也可用在半橋式、全橋式或推挽式電路中，只要IC1有反饋控制端及基準(zhǔn)電壓端即可，當(dāng)發(fā)生過流現(xiàn)象時，用555電路的單穩(wěn)態(tài)特性使電路工作在“打嗝”狀態(tài)下。

1.5　幾種過流保護(hù)方式的比較

幾種過流保護(hù)方式的比較如表1所列。

表1 幾種過流保護(hù)方式的比較

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