運算放大器是具有差分輸入和單端輸出的極高增益放大器。它們通常用于高精度模擬電路，因此準確測量其性能非常重要。但在開環測量中，它們的開環增益很高，可能高達107或者更多，使得放大器輸入端由于拾音、雜散電流或塞貝克（熱電偶）效應而導致的非常小的電壓很難避免誤差。

通過使用伺服環路在放大器輸入端強制零點，可以大大簡化測量過程，從而使被測放大器基本上可以測量自己的誤差。圖1所示為采用該原理的通用電路，采用輔助運算放大器作為積分器，以建立具有極高直流開環增益的穩定環路。這些開關有助于執行以下簡化圖中所述的各種測試。

圖1.基本運算放大器測量電路。

圖1所示電路將大部分測量誤差降至最低，并允許精確測量大量直流和一些交流參數。額外的“輔助”運算放大器不需要比被測運算放大器更好的性能。如果直流開環增益為100萬或更多，則很有幫助;如果被測器件（DUT）的失調可能超過幾mV，則輔助運算放大器應采用±15 V電源供電（如果DUT的輸入失調可能超過10 mV，則需要減小99.9 kΩ電阻R3）。

DUT的電源電壓+V和–V幅度相等，符號相反。當然，總電源電壓為2 × V.即使采用本電路的“單電源”運算放大器，也使用對稱電源，因為系統接地基準電壓源是電源的中點。

作為積分器，輔助放大器配置為直流開環（全增益），但其輸入電阻和反饋電容將其帶寬限制在幾Hz。這意味著DUT輸出端的直流電壓被輔助放大器的全增益放大，并通過1000：1衰減器施加到DUT的同相輸入端。負反饋迫使 DUT 的輸出變為地電位。（事實上，實際電壓是輔助放大器的失調電壓——或者，如果我們真的要一絲不茍的話，這個失調加上100 kΩ電阻中由于輔助放大器的偏置電流而產生的壓降——但這離地足夠近，并不重要，特別是因為測量期間該點電壓的變化不太可能超過幾微伏）。

測試點TP1上的電壓是施加到DUT輸入端的校正電壓（誤差幅度相等）的1000倍。這將是幾十mV或更多，因此很容易測量。

理想運算放大器的失調電壓為零（V操作系統);也就是說，如果兩個輸入連接在一起并保持在電源之間的中間電壓，則輸出電壓也應位于電源之間的中間位置。在現實生活中，運算放大器的失調范圍從幾微伏到幾毫伏不等，因此必須向輸入施加此范圍內的電壓，以使輸出達到中間電位。

圖2顯示了最基本測試的配置——失調測量。當 TP1 上的電壓是其偏移的 1000 倍時，DUT 輸出電壓處于地電位。

圖2.偏移測量。

理想的運算放大器具有無限輸入阻抗，輸入中沒有電流流動。實際上，小的“偏置”電流在反相和同相輸入（Ib–和我B+分別）;它們會在高阻抗電路中引起明顯的失調。根據運算放大器類型，它們的范圍可以從幾飛安（1 fA = 10–15A——每幾微秒一個電子）到幾納安，或者甚至在一些非?？斓倪\算放大器中——一到兩微安。圖3顯示了如何測量這些電流。

圖3.失調和偏置電流測量。

該電路與圖2的失調電路相同，只是增加了兩個電阻R6和R7，與DUT輸入串聯。這些電阻可通過開關 S1 和 S2 短路。兩個開關閉合時，電路與圖2相同。當S1開路時，來自反相輸入的偏置電流以Rs為單位流動，電壓差增加到失調。通過測量TP1（=1000我b–×Rs），我們可以計算我b–;同樣，通過關閉 S1 并打開 S2，我們可以測量我B+.如果在TP1處測量電壓，S1和S2均閉合，然后均開路，則“輸入失調電流”I操作系統，我之間的區別B+和我b–，由變化來衡量。使用的R6和R7的值將取決于要測量的電流。

對于 I 的值b在5 pA或更低的量級下，由于涉及大電阻，使用該電路變得非常困難;可能需要其他技術，可能涉及Ib對低漏電電容（取代R）充電的速率s).

當 S1 和 S2 關閉時，I操作系統在 100 Ω電阻中仍然流動，并在 V 中引入誤差操作系統，但除非我操作系統大到足以產生大于測量 V 1% 的誤差操作系統在此計算中通常可以忽略它。

運算放大器的開環直流增益可能非常高;增益大于 107不是未知的，但 250，000 到 2，000，000 之間的值更常見。直流增益的測量方法是，通過在DUT輸出和S6的1 V基準電壓源之間切換R5，強制DUT的輸出移動已知量（圖4中為1 V，但如果器件在足夠大的電源上運行，則為10 V）。如果R5處于+1 V，則如果輔助放大器的輸入要在零附近保持不變，則DUT輸出必須移至–1 V。

圖4.直流增益測量。

TP1 處的電壓變化衰減為 1000：1，是 DUT 的輸入，導致輸出發生 1V 變化。由此計算增益很簡單（= 1000 × 1 V/TP1）。

為了測量開環交流增益，需要在DUT輸入端注入所需頻率的小交流信號，并在其輸出端測量產生的信號（圖5中的TP2）。在此過程中，輔助放大器繼續穩定 DUT 輸出端的平均直流電平。

圖5.交流增益測量。

在圖5中，交流信號通過10，000：1衰減器施加到DUT輸入端。低頻測量需要這個大值，其中開環增益可能接近直流值。（例如，在增益為1，000，000的頻率下，1 V rms信號將在放大器輸入端施加100 μV，這將在放大器尋求提供100 V rms輸出時使放大器飽和）。因此，交流測量通常在幾百Hz到開環增益下降到單位的頻率下進行，如果需要低頻增益數據，則使用較低的輸入幅度非常小心。所示的簡單衰減器只能在高達100 kHz左右的頻率下工作，即使雜散電容非常小心;在更高的頻率下，需要更復雜的電路。

運算放大器的共模抑制比（CMRR）是共模電壓變化引起的失調表觀變化與共模電壓外加變化之比。在直流時，它通常在80 dB至120 dB之間，但在較高頻率下較低。

該測試電路非常適合測量 CMRR（圖 6）。共模電壓不施加到DUT輸入端子，低電平效應可能會破壞測量，但電源電壓會發生變化（相對于輸入方向相同，即公共方向），而電路的其余部分不受干擾。

圖6.直流共模抑制比測量。

在圖6電路中，在TP1處測量失調，電源電壓為±V（例中為+2.5 V和–2.5 V），兩個電源均上調+1 V至+3.5 V和–1.5 V。失調的變化對應于1 V的共模變化，因此直流CMRR是失調變化與1 V的比值。

CMRR是指共模變化的偏移變化，總電源電壓不變。另一方面，電源抑制比（PSRR）是失調變化與總電源電壓變化的比率，共模電壓在電源中點保持不變（圖7）。

圖7.直流磁比測量。

使用的電路完全相同;不同之處在于總電源電壓發生變化，而公共電平保持不變。此處的開關電壓為+2.5 V和–2.5 V至+3 V和–3 V，總電源電壓從5 V變為6 V。共模電壓保持在中點。計算結果也相同（1000 × TP1/1 V）。

為了測量交流CMRR和PSRR，電源電壓隨電壓調制，如圖8和圖9所示。DUT繼續在直流下開環工作，但交流負反饋定義了精確的增益（圖中×100）。

圖8.交流共模抑制比測量。

為了測量交流CMRR，DUT的正電源和負電源使用幅度為1 V峰值的交流電壓進行調制。兩個電源的調制是同相的，因此實際電源電壓是穩定的直流，但共模電壓是2V p-p的正弦波，這導致DUT輸出包含交流電壓，該電壓在TP2處測量。

如果TP2處的交流電壓的幅度為x伏峰值（2x伏峰峰值），則以DUT輸入為基準的CMRR（即在×100交流增益之前）為x/100 V，CMRR是該峰值與1 V峰值的比值。

圖9.交流磁比測量。

交流 PSRR 是在正電源和負電源上的交流電異相 180° 的情況下測量的。這導致電源電壓的幅度被調制（在本例中，峰值為1 V，峰值為2 V p-p），而共模電壓在直流時保持穩定。計算與前一個非常相似。

結論

當然，還有許多其他運算放大器參數可能需要測量，以及我們討論過的許多其他測量方法，但正如我們所看到的，最基本的直流和交流參數可以通過一個簡單的基本電路可靠地測量，該電路易于構建、易于理解且沒有問題。

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