基于AD603的時變增益放大器設計介紹|壹芯微

探地雷達(GPR，groundpenetratingradar)以其無損探測特性在很多領域得到了廣泛的應用，其探測原理是：利用天線向地下發射高頻寬帶電磁波，然后接收來自地下介質界面的反射回波，通過對回波信號的處理和分析，推斷地下介質的結構。而沖擊型探地雷達以其結構簡單，攜帶的回波信息豐富等特點受到了廣泛的重視。以下所涉及的探地雷達均指沖擊型探地雷達。

由于傳播路徑上的急劇損耗，使得天線接收到的回波信號動態范圍極大，一般可達150dB。雷達接收系統中A/D轉換器的動態范圍一般只能達到80～90dB，難以滿足雷達系統的要求。同時，由于深層目標回波幅度小，如不對其處理將嚴重影響探地雷達的探測深度和分辨率。為提高雷達的探測深度和分辨率，同時提高接收系統的動態范圍，為此，本文采用AD603設計了一時變增益放大器對回波信號進行處理，通過對不同時間的回波信號給以不同的增益來補償A/D轉換器的動態范圍的不足，達到與回波信號動態范圍相匹配的目的。

1.時變增益放大器的設計

所謂時變增益放大器簡而言之就是放大器的增益是時間的函數。由于在探地雷達系統中，時間實際對應著目標離天線的距離，從這個角度講，在雷達系統中，它可以稱為距離增益放大器。其作用機理就是對近距離目標的散射回波采用衰減或較低增益放大，而對遠距離目標的散射回波采用較高增益放大，使進入到數據采集電路的回波信號變得相對平穩。最終淺層目標回波的強信號被衰減或抑制，避免了放大器發生飽和過載或者放大器輸出超出A/D轉換器的輸入范圍;深層目標回波的弱信號得到有效放大，以保證目標信號的獲取和辨別。

設計時變增益放大器的方案有很多種，鑒于探地雷達系統的要求，本文采用美國AnalogDevices公司生產的新型壓控放大器AD603來實現時變增益放大器，AD603具有低噪聲、寬頻帶、增益和增益范圍可調整、增益值(dB)隨外部控制電壓線性變化、帶寬不隨增益變化等優點，完全能夠滿足雷達系統的要求。其原理圖如圖1所示。

圖1AD603原理圖

從原理圖可以看出AD603的內部結構分成3個功能區：增益控制區;無源輸入衰減區;固定增益運放區。增益控制區的控制電壓控制衰減器的連續衰減。就像使圖中固定增益運放同相端的箭頭在0～-42.14dB之間滑動一樣。AD603的增益范圍、頻帶寬度由VOUT與FDBK的連接方式確定。當VOUT與FDBK短接，增益范圍為一10～30dB，頻帶寬度為90MHz;當輸出端VOUT與反饋端FDBK間接2.15kΩ電阻.反饋端FDBK通過5.6pF接地時，增益范圍為0～40dB，頻帶寬度為30MHz;當VOUT與FDBK開路，反饋端FDBK通過18pF接地時，增益范圍為10～50dB，頻帶寬度為9MHz。一旦增益范圍確定以后，整個放大器的頻帶寬度也就確定下來.并且在增益變化范圍內，帶寬不隨增益的變化而變化。這是因為增益的調整是通過固定增益運放前的R一2R梯形電阻衰減網絡實現的，而不是改變運放的反饋電阻，所以整個放大器的帶寬不受增益調整的影響。

由于探地雷達回波信號的動態范圍極大，為了對深層的微弱回波信號提供較大的增益，便于后續的數據采集與處理。具體實現時采用了兩級AD603級聯的方式實現可變增益放大，并且前后兩級的增益范圍均設置為0～40dB。這樣，兩級放大電路總共能提供0～80dB的可變增益范圍，可以滿足探地雷達擴展動態范圍的需求。同時，為了盡可能提高兩級放大電路的信噪比，降低前一級放大器產生的噪聲被后一級放大器放大的可能性，兩級放大器采用了順序控制連接方式，電路原理如圖2所示。

圖2可變增益放大電路原理圖

為盡可能減少兩級放大器級聯以后的頻帶損失，改善放大器的低頻響應特性，從而避免了探地雷達回波信號中的低頻分量的損失，設計時選用了直接耦合方式。由于單級放大器的增益變化范圍設置為0～40dB時.其帶寬為30MHz。兩級放大器級聯以后，總的放大器3dB帶寬會減小，此時的帶寬約為21MHz，但提高了動態范圍。

對于天線中心頻率為100MHz的探地雷達，其回波信號的最高頻率分量約為150MHz。假設發射脈沖重復頻率為300kHz，采樣時間間隔為0.1ns，可以得到等效采樣變換后的回波信號最高頻率分量為：

可以看出，采樣變換后的信號最高頻率分量遠小于放大器的帶寬，可以保證信號被放大以后沒有頻率失真。

經過實測發現，等效采樣變換后的回波信號最大幅度約為土2.5V，而AD603的最大允許輸入電壓為±1.4V。如果將回波信號直接輸入，會造成輸出信號失真，嚴重時會造成AD603損壞，所以必須先對輸入信號進行衰減。因為AD603的輸入阻抗為100Q，所以在輸入信號與AD603輸入端之間串聯一個100Q電阻R，構成一個1：1的電阻分壓器對輸入信號進行衰減。衰減后的信號最大幅度約為±1.25V，確保在AD603的允許輸入電壓范圍內。考慮到在某些異常情況下，輸入信號經衰減以后最大幅度仍然大于±1.4V，因此這里采用D1D2D3D4個二極管分別兩兩同向串聯，然后反向并聯于AD603輸入端與模擬地之間。利用二極管的單向導電及PN結正向導通壓降約為0.7V(對硅材料而言)的特性，對輸入信號進行限幅，限幅后的信號最大幅度恰好約為土1.4V，滿足AD603的輸入電壓要求。基于同樣道理，在第2級AD603的輸入端使用4個二極管D、D、D、D。對信號進行限幅，將其幅度限制在±1.4V以內。

2.時變增益放大器調零電路的設計

由于AD603有大約20～30mV的輸出失調電壓(直流偏移電壓)，當兩極AD603之間采用直接耦合方式時，前一級AD603的輸出失調電壓會被后一級AD603所放大。當后級增益較大時，放大后的回波信號直流電位會大大偏離零點，導致輸出信號波形的上半周或下半周被削去一部分，產生嚴重的非線性失真。而且由于前級接收和取樣門電路也會帶來直流偏移電壓，即第1級AD603的輸入信號中就含有直流偏移成分，因此經兩級放大電路放大以后的直流偏移會更加嚴重。基于以上原因，這里必須設計一個直流偏移調零電路對輸出信號的直流電位進行調整，使輸出信號幅度達到最大時不產生非線性失真。

由于AD603本身沒有調零控制端，所以只能在第1級AD603之前再加一級直流偏移調零電路。具體設計時可考慮采用由運算放大器組成的反相加法放大器，在運放的反向輸入端，通過另一輸入回路輸入一個直流電壓，與輸入的回波信號進行相加運算，抵消其中的直流偏移分量，而不會對回波信號本身產生影響，從而達到直流偏移調零的目的。當然，使用運放構成直流偏移調零電路還有另外一個原因，即由于AD603的輸入阻抗很低(約為100Q)，若直接與天線系統的取樣保持電路的輸出相連，可能會出現驅動電流不足的問題。而運算放大器的輸入阻抗高，輸出阻抗低。它連接于天線系統的輸出與AD603的輸入之間，可使前級取樣保持電路輸出不至于有過高的負載，還可輸出足夠大的電流驅動AD603，起到隔離和緩沖的作用，使前后級電路的阻抗達到匹配。圖3為設計實現的直流偏移調零電路原理圖。圖中的運放采用了美國AnalogDevices公司生產的超低噪聲、超低失真運算放大器AD797。

圖3可變增益放大器直流偏移調零電路原理圖

該直流偏移調零電路的調整方式有2種：一種是手動調整方式，一種是自動調整方式。需要注意的是，這里的調零與普通運放的調零不同，不再是針對單級的調零，而是針對多級的調零，即對整個放大電路系統的輸出進行直流電位補償。在實際的雷達系統中，采用了自動調整方式進行調零。所謂自動調整方式，就是在正式數據采集之前的初始化階段，由計算機根據預采集得到的回波信號數據，計算出其中的直流偏移量。然后將這個偏移量送到數模轉換器(DAC，digital-to-analogconverter)，轉換出的模擬電壓就是直流偏移調零電路所需的直流電位偏移補償電壓。

3.實測結果

當然在實際的使用模塊中還包括有源濾波器和時變增益控制器的設計，由于篇幅的原因，在這里不對這2個模塊作細致的描述。其中的時變增益控制器模塊采用基于DSP和FPGA的設計方案，其流程如下：首先在PC機上設置好時變增益曲線，經過計算以后得到一個A掃描中的每個點的增益值大小。然后將這些增益值作為工作參數通過USB接口傳遞給雷達主機中的DSP。DSP收到這些參數后原樣轉發給FPGA。FPGA再將這些增益值存儲起來。數據采集開始以后，FPGA在外同步信號的控制下，依次讀出原先存儲的增益值，并送至D/A轉換器進行轉換，得到一個隨時間變化的電壓信號。此信號的形狀與PC機上設置的時變增益曲線基本一致。用此信號去控制可變增益放大器，即可以得到我們所需的時變增益。在實際的探地雷達的時變增益控制一般預先設定2個閾值判斷電壓，即設高閾值電壓為2V，低閾值電壓為1.8V，那么如果放大后的回波信號電壓峰值大于2V，就判定為增益過高，要進行降低增益處理;如果放大后的回波信號電壓峰值小于1.8V，就判定為增益過低，要進行提高增益處理。

采用上述設計思路所設計出的時變增益放大器被用于實際的雷達樣機中，通過示波器觀察到的時變增益放大后的回波信號如圖4所示，從圖示可以看出，它滿足雷達系統的要求，回波信號幅度相對平穩，保證了目標信號的獲取和識別。

圖4時變增益放大后的回波信號

結語

本文總結了基于AD603的時變增益放大器設計，并給出了詳細的設計思想和原理電路圖，經過實測結果表明，文中所設計的時變增益放大器能滿足雷達系統的需求，具有很強的實用價值。

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